Вот схема простого инвертора дополненная защитой от короткого замыкания и перегрузки инвертора по постоянному току выходных транзисторов.
На схеме не изображен конденсатор C4, названный мною в предыдущей схеме не обязательным, но я пересмотрел данное утверждение и сегодня утверждаю его как обязательный элемент данной схемы.
Плавный выход инвертора на полную мощность выполняет еще одну защитную функцию данного инвертора.
При подключении на данный преобразователь нагрузки в виде ламп накаливания, в холодном состоянии имеющих низкое сопротивление, они могут перегрузить преобразователь по току и привести к выходу из строя выходных транзисторов.
Плавное же нарастание тока позволит плавно разогреть нити накала ламп и избежать перегрузки и защиты самих ламп от выхода из строя.
Разумеется это справедливо только для случая когда мы включаем инвертор с подключенной нагрузкой.
А вот для случая перегрузки работающего инвертора и служит схема защиты данного инвертора.
Элементы входящие в схему защиты отмечены желтым цветом.
Красным цветом отмечены резисторы, которые формируют параметры отключения инвертора в случае превышения потребляемой мощности нагрузкой.
Случай короткого замыкания, в данном случае, является частным случаем превышения мощности потребления нагрузкой и поэтому не требует дополнительных схемных решений.
Если R5 установить номиналом 11.1 кОм, то значение номинала резистора R11 будет указывать на ток ограничения постоянного тока выходного транзистора.
В нашем случае максимальный ток стока транзистора равен 49 ампер.
Установив резистор R11=49 Ом мы ограничим ток на уровне 49 ампер.
Я проверял вплоть до 5 ампер и схема защиты не подвела ни в одном случае.
Защита состоит из компаратора и RS триггера. Питание и того и другого обеспечит 5 вольт с 14 ножки TL494.
Работа защиты при включении инвертора начинается со сброса RS триггера путем подачи положительного импульса а вход R RS триггера, формируемого зарядом конденсатора C3.
В таком состоянии триггер находится до появления положительного потенциала на входе S RS триггера.
Положительный потенциал на S входе триггера появляется только в случае превышения потенциала на входе Y компаратора LM339 потенциалом на резисторе R10.
Триггер подает положительный потенциал на вход DTC TL494, прекращая формирование импульсов управления выходными транзисторами.
Можно было бы поставить кнопку сброса на RS триггер, но я думаю, что лучше снять питание с инвертора.
Возможно это заставит хозяина найти причину перегрузки инвертора.
Хотя, как говорят, хозяин барин!
Еще одна деталь это R10, равный 0.2 миллиома.
Вот сайт с онлайн калькулятором, на котором вы можете рассчитать длину проводника из любого материала необходимого нам номинала резистора.
Вводим материал, например медь.
Вводим диаметр провода, к примеру 2 мм.
И номинал резистора 0.2 миллиома.
В конце нажимаем ¨Рассчитать L¨.
И видим какой длины в миллиметрах нам необходимо взять кусок провода.
Еще одно замечание 7 вывод компаратора должен подключаться к самому выводу нашего резистора R10 и отрицательный полюс батареи тоже должен подключаться непосредственно к этому резистору.
Иначе падение напряжения на других силовых проводниках схемы будут вносить погрешность в измерительные цепи и нужно будет вносить коррекцию параметров схемы.
Почему измерительный резистор такого малого номинала?
Во первых - даже при таком малом номинале на нем падает более двух ватт полезной мощности и он будет нагреваться.
А во вторых если взять его на порядок больше - 2 миллиома, то на нем уже упадет более 20 ватт и, кроме падения КПД инвертора, еще потребуется охлаждения этого резистора.
А при двух транзисторах в плече все умножьте на два.
К стати, R11 при двух транзисторах в плече тоже умножаем на два, а не на 4, так как в каждый момент времени на резисторе R10 падает напряжение равное падению напряжения вызываемое током двух параллельно включенных выходных транзисторов.
Шумо-понижением я занимался в каждом видео, как и в этом тоже.
И это так достало меня, что я решил добавить банальный усилитель с общим эмиттером.
Так как напряжение питания низкое и повлиять на него нет никакой возможности, то я решил применить в этой схеме германиевый транзистор ГТ311.
Вот собственно вся схема усилителя.
Для питания капсюля электретного микрофона служит базовое напряжение поступающее из кабеля микрофона на коллектор транзистора ГТ311, а резистор отрицательной обратной связи устанавливает рабочую точку транзистора и заодно подает питание на капсюль микрофона.
Теперь откройте любое предыдущее видео и ,как говорят- почувствуйте разницу.
Я для себя давно решил проблему использования AIMP в Linux.
А сегодня я поделюсь этим с вами.
Прошу не бить меня ногами за мои пристрастия.
Я очень много лет сидел на Windows, хотя уже работал и с QNX и с FreeBSD.
Да и с различными дистрибутивами Linux тоже был знаком.
Но перейдя года два-три назад на Linux Mint - Windows 10, полученная в пожизненное пользование от Microsoft, как то лежит не востребованной на втором разделе диска.
Я то изредка в нее захожу, по мере надобности. Но такая надобность возникает очень редко.
Но вот одним моим пристрастием из Windows приложений является AIMP.
Меня в нем устраивает все!
Но при установке в Wine Linux есть одна проблема, которую можно устранить изменив всего один пункт настройки AIMP.
Суть этой проблемы заключается во всплывающем окне подтверждения добавления файлов.
Посмотрите, что произойдет при добавлении файлов для воспроизведения, с установками по умолчанию.
Виснет намертво.
А все из-за окна, которое мы даже не видим.
Но даже если оно и отобразится, то нажатие на кнопку ОК все равно не возымеет никакого действия.
Единственный выход из этой ситуации зайти в настройки Плейлист/Добавление файлов и снять галочку в чек-боксе ¨Запрашивать подтверждение пользователя¨.
Теперь повторим добавление файлов и видим, что файлы добавлены и чудесным образом воспроизводятся.
Еще одно замечание - смотрим версию wine.
В терминале набираем команду:
wine --version
Видите у меня стоит 5.5, хотя на данный момент уже есть 6.*.
Это не потому, что мне лень установить версию 6 для Focal.
Просто если на шестой версии вы установите AIMP, то он у вас не будет работать, от слова совсем.
Ранее я снял видео ¨Классификация усилителей мощности - классы
A,B,AB,C,D,G,H¨.
Там рассказывалось об отличии этих классов и о качественных показателях этих
классов.
Сегодня я решил показать более детально о процессах происходящих в данных
классах.
Я думаю, что после этого видео вопросов у вас останется гораздо меньше.
И так - схемы классов A,B и AB отличаются только токами покоя.
И что это значит для усилителя, его КПД, нелинейных искажений?
Вот есть график сигналов - давайте разбираться.
Для начала превращаем усилитель в усилитель класса B.
В усилителе класса B оба транзистора закрыты, то есть работают с
отсечкой.
PR1(белый) - это график исходного входного сигнала. Все остальное - токи,
мощности и напряжения на определенных участках схемы.
Давайте по порядку рассматривать этот график.
Это токи в транзисторах Q1(красный график) и Q2(зеленый график).
На графике отчетливо видно, что ток через
транзистор Q1 начинает протекать только при достижении напряжения входного
сигнала около 0,5 вольта, а прекращает протекать при том же входном сигнале но
уже при спаде до этого значения.
То же происходит и с транзистором Q2 , но уже на отрицательном участке
синусоиды входного сигнала.
Как мы видим все, что ниже 0.5 вольта не вызывает протекания тока ни через
один транзистор.
Если взять реальный музыкальный сигнал, то это проявиться в том что тихих
сигналов вообще не будет, а громкие будут проходить с огромными искажениями.
А здесь мы видим как токи транзисторов сложились в нагрузке R1 (сиреневый
график).
Здесь мы видим графики мощности на транзисторах(голубой и синий графики).
Как вы видите и мощности тоже распределены только на части синусоиды.
А розовый график это напряжение на нагрузке.
Здесь ступенька на сигнале значительно сократилась по времени.
Все просто - входной сигнал мы увеличили до 8 вольт и за счет высокой скорости
нарастания входного сигнала время ступеньки значительно сократилось.
Что естественно сказалось на уменьшении нелинейных искажений выходного
сигнала.
Однако это не означает, что его можно использовать для усиления аудио-сигнала.
Музыку слушать на таком усилителе будет слушать, мягко говоря, очень
проблематично.
Пример звучания усилителя класса B.
Теперь давайте превратим наш усилитель в
усилитель класса AB.
Для этого нам необходимо обеспечить смещение на транзисторах в 0,5 вольта.
Начнем, как в предыдущем случае, с токов.
При входном напряжении 1 вольт мы видим, что токи в транзисторах не падают
до нуля и токи имеют неискаженную синусоидальную форму.
Как и ток в нагрузке(сиреневый график) тоже не искажен.
При увеличении входного напряжения до 4 вольт мы увидим что транзисторы Q1, Q2
закрываются при входном напряжении приблизительно 2,5 вольта.
Но обратите внимание, что это транзистор не участвующий в формировании нужной
части синусоиды.
То есть Q1 формирует положительный полупериод и открыт на протяжении всего
полупериода и закрывается только при 2.5 вольта отрицательного полупериода.
То же происходит и с транзистором Q2.
То есть закрытие транзистора никак не влияет на качество выходного сигнала, но
при этом он перестает потреблять ток от источника питания повышая тем самым
КПД усилителя.
Что и доказывает следующий график мощности на транзисторах(голубой и синий).
Вот еще один интересный график.
Белый график входное напряжение, а розовый - выходное.
Отличаются они только тем, что усиление эмиттерного повторителя по напряжению
меньше единицы, поэтому выходное напряжение несколько ниже входного.
А вот мощности на транзисторах вроде бы должны быть тоже синусоидальными?
Оказывается нет.
На что указывает этот график мощностей?
Что с уменьшение падения напряжения коллектор-эмиттер мощность падающая на
транзисторе уменьшается, что в свою очередь реабилитирует следующий
график(фиолетовый), отображающий мощность на резисторе нагрузки.
Как мы видим на нем чистая синусоида.
А теперь превратим наш усилитель в усилитель класса A.
Для этого установим смещение на транзисторы 0.65 вольт.
На этом графике мы видим, что ток покоя транзисторов стал раен 1.5
амперам.
Если в усилителе класса B ток через нагрузку был равен току через транзистор,
то в классе A при малом входном напряжении ток в нагрузке значительно ниже
тока через транзистор.
Куда же идет остальной ток? А идет он через оба транзистора одновременно.
Не совершая при этом никакой полезной работы, кроме нагрева окружающей
среды,путем нагрева радиаторов транзисторов.
При этом КПД усилителя при тихих звуках стремиться к нулю, увеличиваясь при
громких звуках.
При увеличении входного напряжения до максимального 11.9 вольта - ток падает
через оба транзистора, вызывая ограничение тока выходного сигнала, которое
приводит к возрастанию нелинейных искажений.
При дальнейшем повышении входного напряжения - полка ограничения становиться
видимой и на нашем графике токов(сиреневый график).
При этом транзистор противоположного плеча закрыт полностью.
Увеличение тока покоя транзистора проблемы уже не исправит.
В этом случае необходимо повышать напряжение источника питания.
И последний график - мощности пр входном напряжении 8 вольт.
При выходной мощности в нагрузке 3 ватта мы наблюдаем среднюю мощность
падающую на транзисторах 14 ватт. И минимальная мощность порядка семи ватт.
Промежуточный вывод: Класс B можно использовать в каких нибудь звонках,
сигнализациях, игрушках где амплитуда входного сигнала постоянна.
Классы A и AB можно и нужно и используются в качественных усилителях мощности.
А теперь посмотрим на качественные показатели данных усилителей путем анализа
Фурье гармоник выходного сигнала.
При величине первой гармоники на частоте 1 килогерц 0.99 вольта - вторая
гармоника в усилителе класса A равна меньше 6 микровольт.
А третья гармоника еще в десять раз меньше. Остальные нечетные гармоники
монотонно уменьшаются с ростом частоты гармоники.
Четные же гармоники исчезающе малы и меньше 20 нановольт.
При 8 ми вольтах ситуация уже другая.
Вторая гармоника уже достигает 350 микровольт, а третья тоже не на много
отстает от второй - 320 микровольт.
Четвертая гармоника около пяти микровольт, а шестая и восьмая меньше 150
нановольт. После третьей гармоники самая крупная пятая - около 30 микровольт.
Как мы видим в усилителе класса A гармоники сигнала в тысячи раз меньше
основной гармоники. То есть нелинейные искажения с достаточной силой будут
замаскированы основной гармоникой и вряд ли будут услышаны человеческим ухом.
Теперь посмотрите на график гармоник в усилителе класса АB.
При 8 вольтах вторая гармоника стала в два раза меньше чем в классе
A, но уже третья и пятая гармоники выросли до 1,6 милливольта.
При входном напряжении 1 вольт усилитель показывает тоже не очень хорошие
параметры выходного сигнала.
Если вторая гармоника в тех же пределах, что и
в классе A, то третья гармоника в классе AB в 18 раз больше чем в усилителе
класса A и равна 90 микровольт.
Осталось только посмотреть эти же
параметры класса B.
При 1 вольте выходного напряжения мы имеем
третью гармонику в 125 милливольт, а пятую 32 милливольта. Вторая гармоника
тоже значительная, хотя и меньше нечетных гармоник равна 0,6 милливольта.
При 8 вольтах третья гармоника более 200 милливольт, а вторая около 200
микровольт.
Это подтверждает тот вывод, что с повышением входного напряжения в усилителе
класса B уменьшаются нелинейные искажения за счет сокращения ступеньки.
Те кто жили в советском союзе наверняка помнят такое явление в обществе как радиохулиган.
Репертуар советских радиостанций в области музыки был, мягко говоря, скудным.
А счастливому советскому гражданину хотелось праздника.
К примеру, что было делать лежа на пляже?
Транзисторные радиоприемники благо не так уж и дорого стоили.
Вот и додумались законопослушные, может и не совсем, советские граждане развлекать своих сограждан, лежащих на пляжах, имеющейся в их распоряжении
музыкой записанной на в то время катушечные магнитофоны.
Передатчики в своем большинстве делали всего на одной радиолампе 6П3С либо 6П6С.
Схема, которую вы наблюдаете, и есть тот самый передатчик радиохулигана. Самое главное - мы тогда не знали, что этот генератор имеет своего автора Хартли. Главное достоинство такого передатчика заключалось в его компактности. Ему не требовался источник питания. Он делался как приставка к ламповому радиоприемнику. Два провода от передатчика - один на корпус другой накручивался на 7 ножку 6П14П. И два на накал с 4ой и 5ой ножки 6П14П. И все - радиостанция готова проводить музыкальные радиотрансляции.
Конечно же власть с этим явлением боролась. Из числа радиолюбителей находили добровольных помощников, которые как охотники на лис пеленговали приблизительное место передачи и там уже искали антенну и куда она идет. Владельцу такой радиостанции грозила конфискация всей радиоаппаратуры в доме. Потом ее продавали в коммиссионках.
То что в предыдущем видео указывалось как недостаток, а именно отвод от катушки, если взглянуть внимательно оказывается не таким уж и недостатком. А точнее преимущества такого генератора перекроют этот недостаток с лихвой.
Дело в том что емкостной делитель является частотно-зависимым элементом генератора. Отсюда и проблемы перестройки частоты генератора.
Индуктивная трехточка же - это классический трансформатор и перестройка конденсатором переменной емкости никак не влияет на устойчивость работы генератора. Мало того усилительный элемент в такой схеме может работать с отсечкой, а сигнал формируемый контуром будет выдавать чистую синусоиду. Вот смотрите какие напряжения мы имеем на управляющей сетке и на катоде.
1800 вольт на сетке и около 950 вольт на катоде. Касаешся к антенне кончиком пальца и он искрит и слышится запах паленой кожи. Позже это стали применять в медицине - назвав это электрокоагуляцией.
Резистор R1 формирует отрицательное постоянное запирающее напряжение, запирая радиолампу во время отрицательного полупериода. Но на выходе мы не видим никакого искажения сигнала.
Давайте взглянем на схему генератора Хартли на полевом транзисторе.
Переменной емкостью от нуля до 350 пикофарад мы свободно перестраиваем наш генератор от 1.1 мегагерц до 21 мегагерца, ничего не меняя в данной схеме. Для емкостной трехточки это фантастика, а для индуктивной трехточки это реальность.
А вот эта же схема в дециметровом диапазоне. При емкости контура в 0.1 пикофарада мы получим частоту более 1 гигагерца.
Что если изменить напряжение питания с 12 вольт до 1.5 вольта. Как вы думаете , будет ли работать данная схема ?
Смотрим - работает!
Частота упала до 830 мегагерц, но это и понятно. Емкости переходов полевого транзистора увеличились при уменьшении напряжения.
Это кстати можно использовать для перестройки частоты генератора на таких высоких частотах, хотя проще конечно использовать варикап.
Вернемся на низкие частоты и повторим этот эксперимент. Выходное напряжение упало до 3.4 вольта, чего достаточно для работы этой схемы в ГПД. Частота естественно не изменилась!
И в этом эксперименте преимущество генератора Хартли неоспоримо.
Хотя и генератор Колпитса сохранил работоспособность при 1.5 вольтах питания, но выходное напряжение было всего 1.29 вольта на частоте 1 мегагерц.
Генератор Хартли на биполярном транзисторе.
При питании 12 вольт на выходе(на эмиттере) мы имеем более 27 вольт.
А теперь смотрим на осцилограмму на базе - красный луч.
Как видим есть на базе прямой ток - положительный полупериод.
И есть отрицательный полупериод, который надежно запирает транзистор.
Мало того горизонтальная полка на положительном полупериоде говорит о полном открытии транзистора (ключевом режиме).
Но на эмиттере мы наблюдаем чистую синусоиду.
Ну и последний эксперимент - граничная частота генератора Хартли на этом типе транзистора.
На частоте 998 мегагерц генератор Хартли выдает 8 вольт на выходе.
Генератор Колпитца (ёмкостная трёхточка), названный в честь его изобретателя Эдвина Колпитца, является одной из множества схем электронных генераторов, использующих комбинацию индуктивности (L) с ёмкостью (C) для определения частоты, также называется LC-генератором.
Одной из ключевых особенностей генераторов этого вида является их простота (нужна только одна индуктивность без отводов).
Сначала давайте посмотрим на схему генератора Колпитца по схеме с общим коллектором.
Рис 1.
Для возникновения колебаний в схеме с усилительным элементом необходимо охватить усилитель положительной обратной связью.
В схемах с LC контуром резонансная частота контура определяет частоту колебаний.
Так как схема с общим коллектором обладает усилением по напряжению меньше единицы, то емкостная трехточка трансформирует низкое усиление по напряжению за счет резонанса контура, создавая в таком случае передаточный коэффициент усилительного элемента больше единицы на частоте резонанса контура.
В этой схеме фаза сигнала не сдвигается. Положительная обратная связь поступает в контур с емкостного делителя C1, C2.
Перестройка частоты генератора достигается путем включения конденсатора параллельно индуктивности L1.
Недостаток в этом случае в том, что оба вывода конденсатора не заземлены.
От резисторов R1,R2 зависит граничная частота генератора.
И я не согласен с некоторыми людьми утверждающими неважность номиналов этих резисторов.
При номиналах 2.7 килоом на данном транзисторе мы получаем генерацию на частоте 177 мегагерц, а при номиналах 10 килоом при неизменных номиналах компонентов генерации уже нет.
А граничная частота упала до 80 мегегерц.
Применить такой генератор в ГПД очень сложно из-за указанного недостатка.
Если взглянуть внимательно на эту схему по постоянному и по переменному току, то можно увидеть в ней абсолютно эквивалентную схему, более пригодную для практического применения, которую некоторые называют схемой Клаппа, хотя это не совсем так.
В схеме Клаппа применяется последовательный контур вместо параллельного.
Рис 2.
Чтобы не быть голословным, вот схема осциллятора Колпитса на полевом транзисторе.
И так, что произойдет если мы вместо резистора R1 поставим перемычку?
В нашей схеме роль перемычки играет ключ S1.
Как видим - схема не только продолжает работать, но и сигнал стал идеально синусоидальным. Но это же классическая емкостная трехточка!
Поэтому сейчас давайте посмотрим на классическую схему емкостной трехточки на биполярном транзисторе на Рис 1.
Это классическая практическая схема емкостной трехточки, обладающая возможностью перестройки за счет заземленного края контура.
Устанавливаем номиналы расчитанные в калькуляторе и включаем схему.
И убеждаемся в правильности расчета на частоте в 1 мегагерц.
Забегая вперед - у меня не совпали расчетные данные на частоте 400 мегагерц. Реальная частота оказалась ниже.
Но схема осталась работоспособной вплоть до 866 мегагерц.
Еще осциллятор Колпитса есть в варианте с общей базой.
Рис 3.
Расчет на частоту 1 мегагерц тоже показал хорошее совпадение.
На коллекторе амплитуда выходного сигнала равна 29 вольтам, но выходное сопротивление на коллекторе высокое, поэтому снимать сигнал я не советовал бы с коллектора, а посоветовал бы снимать сигнал с эмиттера. И амплитуда и форма сигнала на эмиттере достаточна для любого применения.
Это позволит не снижать добротность контура нагрузкой и минимизирует негативное влияние нагрузки на осциллятор.
Еще каскад с общей базой самый высокочастотный.
Максимальная частота у меня получилась порядка 950 ти мегагерц.
Осциллятор Колпитса есть и в варианте с общим эмиттером.
Я не видел , что бы его применяли, но вот его схема.
Рис 4.
Тот же один мегагерц с указанными на схеме параметрами.
Применение в схеме емкостной трехточки полевых транзисторов повышает стабильность генерируемых частот и более легкое получение чистой синусоиды чем в схеме с биполярным транзистором.
Граничные параметры в реальном железе наверняка будут другими.
А причина в том, что на очень высоких частотах имеют место паразитные емкости и паразитные индуктивности.
Поэтому все будет очень зависеть от монтажа схемы.
И так давайте рассмотрим такое понятие в радиотехнике как пиковый детектор.
Совсем коротко - он состоит из однополупериодного выпрямителя и запоминающего элемента.
Суть работы пикового детектора состоит в том, чтобы на запоминающем элементе - конденсаторе выделить амплитудное(пиковое) значение нашего сигнала.
Что бы пиковый детектор работал правильно, нам нужно обеспечить такие условия:
1. Входное сопротивление нашего измерителя, в идеале, должно стремиться к бесконечности, тогда емкость конденсатора C1 можно уменьшить, обеспечив таким образом быстрый заряд запоминающего конденсатора и его медленный разряд.
2. Разряд запоминающего конденсатора C1 при существующем входном сопротивлении, между двумя соседними импульсами должен стремиться к нулю.
Отсюда проистекают условия для выбора емкости конденсатора.
Если выбрать большую емкость, при значительном выходном сопротивлении источника сигнала мы не успеем зарядить наш конденсатор до пикового значения сигнала из-за ограниченного, выходным сопротивлением источника сигнала, зарядным током. И наоборот - если выбрать малую емкость конденсатора, то при понижении частоты сигнала, будет происходить разряд конденсатора между соседними импульсами, что приведет к увеличению погрешности измерения пикового значения сигнала.
При правильном выборе параметров мы получим достаточно точный измеритель амплитуды наших импульсов, не зависящий ни от формы, ни от амплитуды, ни от скважности импульсов сигнала.
Конечно, можно задать вопрос - зачем это нужно? Ведь можно посмотреть на осциллографе амплитуду наших импульсов!
Ну во первых не у всех, а в особенности начинающих, есть довольно сложное и дорогое устройство - осциллограф.
А во вторых его можно применять только на этапе разработки и отладки разрабатываемой схемы.
И в третьих существуют такие моменты, когда в нашей схеме необходимо иметь амплитудное значение, хотя бы даже для автоматического регулирования, либо индикации.
Так как в симуляторе наши приборы идеальные, то на входе осциллографа я поставил резистор R1 равный 10 мегомам.
То есть входное сопротивление осциллографа в этом случае равно десяти мегомам.
Еще одно замечание, амплитудное значение на конденсаторе C1 будет ниже на величину падения напряжения на диоде приблизительно на 0.5-0.7 вольта.
Давайте сначала посмотрим как напряжение зависит от формы сигнала.
Установим частоту 500 герц и будем менять только форму сигнала.
При синусоидальных и треугольных импульсах получаем 4.51 вольта.
При прямоугольных импульсах напряжение незначительно вырастает до 4.58 вольта.
А теперь давайте менять частоту импульсов.
При уменьшении частоты до 10 герц напряжение практически не меняется, хотя на осциллографе появился уже едва заметный разряд между соседними пиками сигнала.
При увеличении частоты на выходное напряжение детектора будут влиять, только частотные параметры используемого диода.
А теперь будем менять скважность прямоугольного выходного сигнала.
При максимальной скважности 99% мы на частоте 500 герц получаем 4.49 вольта.
А при минимальной скважности 1% 4.6 вольта.
Еще применить пиковый детектор будет очень уместно при нерегулярных(непериодических) импульсах.
Иначе для этого потребуется осциллограф с записью осциллограммы такого сигнала.
Сегодня мы рассмотрим программируемый однопереходной транзистор.
В давние времена появился однопереходной транзистор, который применяли в релаксационных генераторах.
Релаксационный генератор — генератор колебаний, пассивные и активные нелинейные элементы которого не обладают резонансными свойствами. На практике, зачастую, один или несколько активных элементов в таких генераторах работает в ключевом (релейном) режиме— включён/выключен.
Но прошло много времени и однопереходный транзистор больше не производят.
На смену однопереходному транзистору пришел Программируемый однопереходный транзистор (PUT).
Хотя однопереходный транзистор указан как устаревший (считай дорогой, если он доступен), программируемый однопереходный транзистор жив и здоров. Недорог и в производстве. Хотя он выполняет функцию, аналогичную однопереходному транзистору, PUT представляет собой трехконтактный тиристор. PUT имеет четырехслойную структуру, типичную для тиристоров, показанных на рисунке ниже. Обратите внимание, что затвор, слой N-типа рядом с анодом, известен как «анодный затвор». Кроме того, вывод затвора на схематическом символе прикреплен к анодному концу символа.
Характеристическая кривая для программируемого однопереходного транзистора на рисунке выше аналогична кривой для однопереходного транзистора, и очень похожа на характеристику лямбда диода.
Эквивалент PUT однопереходного транзистора показан на рисунке ниже. Внешние резисторы PUT R1 и R2 заменяют внутренние резисторы R B1 и R B2 однопереходного транзистора соответственно.
На следующем рисунке показана версия PUT генератора однопереходной релаксации. Резистор R заряжает конденсатор до точки пика, затем сильная проводимость перемещает рабочую точку вниз по наклону отрицательного сопротивления к точке впадины. Во время разряда конденсатора через катод протекает всплеск тока, вызывающий всплеск напряжения на катодном резисторе. После разряда конденсатора рабочая точка возвращается к наклону характеристики до пиковой точки.
И повторяется процесс заряда конденсатора до пикового значения, после которого идет быстрый его разряд.
На рисунке ниже показан генератор релаксации PUT с конечными значениями резисторов. Также показано практическое применение PUT, запускающего тиристор. Переменный резистор должен иметь минимальный резистор, включенный последовательно с ним, чтобы предотвратить зависание минимальной настройки потенциометра в точке впадины на характеристике.
Вот эта схема. Посмотрим ее работу в процессе симуляции.
В этой схеме сопротивление R1 является ограничивающим диапазон тока заряда конденсатора C1. В противном случае при минимальном сопротивлении R2 мы получим
неработоспособную схему. И значение R1 также имеет минимальное значение, ниже которого
наш релаксатор при включении питания не будет генерировать колебания.
Нагрузкой PUT у нас служит низкоомный резистор R3. На котором мы наблюдаем короткие импульсы разряда конденсатора C1 через низкое сопротивление анод-катод и R3.
Частото-регулирующим у нас является реостат R2. В принципе частоту можно было бы
регулировать и R4 или R5, но при этом у нас изменяется порог открывания PUT и, соответственно амплитуда пилы на конденсаторе и амплитуда разрядных импульсов на R3,
что нежелательно.
Если вместо частото-задающих резисторов поставить стабилизатор тока, например на полевом транзисторе, то можно получить идеально ровное пилообразное напряжение,
которое затем можно использовать, к примеру в ШИМ устройствах.
При данных номиналах схемы мы получили изменение частоты от 447 герц до 85 герц.
Как я уже говорил от делителя R4 и R5 зависит порог открывания PUT.
Вот в этом и заключается смысл программируемый в названии данного полупроводника.
В последнее время большой хайп по поводу источников питания на микросхеме Texas Instruments TL494.
И я не обращался бы к этой теме, если бы двое моих друзей тоже не попытались повторять эту схему или переделывать компьютерный блок питания на зарядное устройство для аккумулятора.
Погуглив вы обязательно наткнетесь на эту схему. Вот она.
В даташите блок схема выглядит так.
Более детализированная блок схема изображена на следующем рисунке.
Схема изображенная на первом рисунке в принципе работоспособна, но имеет упрощенную схему,
которая приводит к некоторым недостаткам, которые я вам покажу в режиме симуляции.
Ну и у одного из моих друзей стала задача увеличения мощности данного стабилизатора напряжения.
Давайте посмотрим какие недостатки обнаружились в процессе симуляции данной схемы.
Включаем схему и наблюдаем какова амплитуда пульсаций у нас образовалась в результате астатического режима работы данной схемы.
Судя этому недостатку автор попытался уменьшить пульсации увеличением емкости выходного электролитического конденсатора до емкости 4700мкф.
Амплитуда пульсаций получилась порядка 1,4 вольта.
Да, увеличив емкость выходного конденсатора фильтры мы снижаем пульсации до 300 милливольт, но и это большая величина пульсаций.
И при включении этого устройства для быстрого заряда конденсатора понадобиться мощность более киловатта, которой у нас нет при постройке
трехсот-ваттного стабилизатора.
Поэтому оставляем емкость конденсатора равной 470-500 микрофарад.
Из-за чего у нас возникает астатический режим работы ШИМ модулятора?
А возникает он у нас из-за повышенного усиления сигнала ошибки регулировки.
И это происходит как с сигналом регулировки напряжения так и с сигналом ограничения по току.
Что в этом случае можно сделать?
Для снижения усиления сигнала ошибки мы должны охватить эти усилители отрицательной обратной связью.
Для этого включаем резисторы по 22 кОма с выхода этих усилителей на инвертирующие входы.
И схема начинает работать без выпадений пачек импульсов.
Пульсации по истечении некоторого времени, необходимого для завершения процесса затухающих колебаний возникших в результате обратной связи цепи авто-регулирования, падают до величины в 1,8 милливольта.
Ток в шестиомной нагрузке равен 2.45 ампера при напряжении 14.8 вольт.
Тоже самое происходит при ограничении тока. Напряжение на выходе при превышении установленного тока путем уменьшения сопротивления нагрузки уменьшается и происходит стабилизация тока на установленном уровне.
Давайте уменьшим сопротивление нагрузки без ограничения тока и посмотрим распределение мощностей и КПД схемы.
Для начала считаем КПД при текущей нагрузке.
(36:41.4)*100 = 87%
При падении мощности на транзисторе менее двух ватт.
При уменьшении сопротивления нагрузки в два раза ток вырос до 4.9A.
КПД получился:
(71.2:82)*100=87%
На транзисторе стало падать более 6 ватт.
Давайте уменьшим сопротивление в базе до 390 ом.
И падение мощности на транзисторе стало менее 5 ватт.
При уменшении сопротивления в нагрузке еще в два раза до 1,5 ома - ток вырос до 9.6A.
КПД упал до 83%, а на транзисторе упало уже более 16 ватт.
Еще уменьшим сопротивление нагрузки в два раза до 0.75 ома.
И ток нагрузки вырос до 18.6A.
Мощность в нагрузке выростла до 257 ватт.
КПД равен:
(257:433)*100=59%.
И на нагрузке упало 154 ватта тепловой энергии.
Для умощнения стабилизатора и увеличения КПД включим два транзистора дарлингтона параллельно.
При выходном напряжении 14.7 вольт мощность рана 268 ватт.
КПД вырос до более 80%, а на транзисторах упало по 17 ватт на транзистор.
Но есть еще один ньюанс этой схемы.
Обратный диод Шотки указанный в схеме имеет обратное напряжение всего 25 вольт и это настораживает.
Я же установил диод Шотки на 35 ампер 150 вольт.
Давайте попробуем установить вместо него отечественный КД213.
И мы видим увеличение обратного напряжения на транзисторе до 36 вольт.
И уменьшение КПД до 51%.
Так, что в импульсных стабилизаторах обязательно используйте только диоды Шотки в качестве обратного диода.
Видео симуляции и этой заметки:
Вот в этой схеме включения, которую мы модифицировали в прошлом видео я заметил неприятные недостатки даже после модификации.
А конкретнее - это повышенные мощности на ключевых транзисторах в момент включения, всплеск напряжения на выходе превышающий напряжение стабилизации,
и уже совсем невозможный недостаток - это включение стабилизатора без нагрузки.
Давайте я продемонстрирую вам все эти недостатки по порядку.
Включим нашу схему из предыдущего видео как есть.
Если посмотреть видео этой эмуляции по-кадрово, то вы найдете мощности падающие на транзисторе 262 ватта и даже 557 ватт.
Кто-то может сказать, что это же кратковременно! Да, но это наверняка может привести к выходу из строя транзистора.
И это еще при емкости конденсатора выходного фильтра в 470мкф. Если поставить как в исходной схеме 4700мкф, то падение мощности на транзисторе вырастает до более 900 ватт и ток на одном транзисторе более 26 ампер.
А это уже мощность потребления от источника питания более двух киловатт!
А теперь посмотрим на всплеск напряжения на выходе - при емкости конденсатора 470мкф он равен 16.8 вольт, а при 4700мкф 18.5 вольт.
Ну и наконец давайте включим нашу схему без нагрузки.
Мощность на транзисторах нисколько не уменьшилась, но зато на выходе стабилизатора мы получили 25.9 вольта!
Однако разработчик микросхемы предусмотрел все эти нюансы и для их устранения вывел на четвертую ногу управление скважностью выходного сигнала.
во первых при применении этой микросхемы в инверторах, чтобы не допустить сквозных токов через транзисторы выходного каскада на четвертой ножке необходимо установить такое напряжение при котором один транзистор
закрывается, а второй открывается только спустя некоторое время. Это предотвратит ситуацию при которой одновременно могут быть открыты оба транзистора выходного каскада.
Одновременное открытие обоих транзисторов выходного каскада вызывает так называемый сквозной ток.
В нашей же схеме не может быть сквозного тока, но при включении по исходной упрощенной схеме, когда 4я ножка на земле - скважность выходных импульсов стремиться к максимуму.
Что это значит? А значит это, что в начальный момент до выхода схемы на стабилизацию напряжения выходной транзистор( в нашем случае два транзистора включенных параллельно)почти все время открыт и только кратковременно закрывается. Это и приводит к описанным выше недостаткам этой упрощенной схемы.
А всего то и нужно только три дополнительных компонента добавить в схему.
Два из них резисторы и один электролитический конденсатор.
На модифицированной схеме они изображены красным цветом.
Что же изменяет эта цепочка?
В первоначальный момент электролитический конденсатор разряжен и при включении схемы он начинает заряжаться через R18.
Внутреннее сопротивление разряженного конденсатора стремиться к нулю.
По этому напряжение на R18 чуть меньше опорного напряжения 5 вольт.
Это приводит к тому, что выходной транзистор будет закрыт до того времени, пока напряжение на управляющем входе не упадет до определенной величины.
Далее длительность выходных импульсов будет плавно наростать по мере заряда конденсатора.
Этим мы добьемся, что заряд электролитического конденсатора выходного фильтра в момент наименьшего сопротивления будет заряжаться плавно небольшой мощностью.
Мало того всплеск напряжения на выходе упадет до 0.5 вольта.
И наконец при включении стабилизатора без нагрузки он у нас будет работать без превышения напряжения стабилизации, но с повышенными пульсациями выходного напряжения.
Давайте же убедимся в этом.
Для начала включаем схему без нагрузки.
Да, простите. Я забыл сообщить вам еще об оной модификации. Производитель рекомендует в цепи отрицательной обратной связи усилителей ошибки ставить сопротивление 51ком.
Таким образом усиление операционного усилителя ошибки становиться равным 101.
Мы можем видеть, что напряжение на выходе изменяется нелинейно и заряд происходит на малой мощности не перегружая транзисторы.
Так же на выходе отсутствует всплеск выходного напряжения.
максимальное напряжение на выходе мы получаем 14.9 вольта при напряжении стабилизации 14.6-14.7 вольт.
Полный заряд конденсатора C4 происходит за 170 миллисекунд.
После этого времени напряжение на управляющем входе равно 455 милливольт и на работу схемы влияет только ограничением максимальной длительности выходного импульса.
А стабилизация напряжения и тока происходит обычным способом.
Увеличивая напряжение на управляющем входе можно ограничить максимальную мощность стабилизатора защитив его, таким образом , от перегрузки.
Есть еще один вход на этой микросхеме, который в этой схеме находится на земле.
Это 13 вывод. Он управляет способом вывода импульсов на выход.
Если он находится на земле, то выходные транзисторы микросхемы работают синфазно и их можно включить параллельно для увеличения выходной мощности микросхемы.
Если же этот вход подключить на опорное напряжение 5 вольт, то выходы начинают работать противофазно.
Это свойство используют для управления выходными транзисторами инвертора.
Но и в нашей схеме можно включить базы выходных транзисторов в противофазном режиме.
Тогда транзисторы будут открываться поочередно.
Я испытал этот вариант, но получил отрицательный результат.
А именно - за счет поочередного включения транзисторов падение напряжения коллектор-эмиттер на обоих транзисторах увеличивается и соответственно рассеиваемая мощность на транзисторе.
КПД в этом случае падает.
Так, что параллельное включение транзисторов педпочтительнее.
Теперь проверяем работу нашей схемы под нагрузкой.
Как и в случае без нагрузки происходит плавный заряд конденсатора выходного фильтро, но уже до напряжения 14.6 вольта.
И в этом случае у нас уменьшены экстремальные мощности на транзисторах.
Максимальная пиковая мощность составила 397 ватт.
И она была кратковременна.
При отдаваемой в нагрузку мощности 298 ватт потребляемая от источника мощность равна 368 ватт и ток на выходе равен 21.5 ампер.
КПД равен 80%.
И так окончательный вывод - все гениальное просто.
Но не все простое гениально.
Поэтому я не советую вам упрощать там где люди продумали свои решения до мелочей.
