Сегодня мы рассмотрим программируемый однопереходной транзистор.
В давние времена появился однопереходной транзистор, который применяли в релаксационных генераторах.
Релаксационный генератор — генератор колебаний, пассивные и активные нелинейные элементы которого не обладают резонансными свойствами. На практике, зачастую, один или несколько активных элементов в таких генераторах работает в ключевом (релейном) режиме— включён/выключен.
Но прошло много времени и однопереходный транзистор больше не производят.
На смену однопереходному транзистору пришел Программируемый однопереходный транзистор (PUT).
Хотя однопереходный транзистор указан как устаревший (считай дорогой, если он доступен), программируемый однопереходный транзистор жив и здоров. Недорог и в производстве. Хотя он выполняет функцию, аналогичную однопереходному транзистору, PUT представляет собой трехконтактный тиристор. PUT имеет четырехслойную структуру, типичную для тиристоров, показанных на рисунке ниже. Обратите внимание, что затвор, слой N-типа рядом с анодом, известен как «анодный затвор». Кроме того, вывод затвора на схематическом символе прикреплен к анодному концу символа.
Характеристическая кривая для программируемого однопереходного транзистора на рисунке выше аналогична кривой для однопереходного транзистора, и очень похожа на характеристику лямбда диода.
Эквивалент PUT однопереходного транзистора показан на рисунке ниже. Внешние резисторы PUT R1 и R2 заменяют внутренние резисторы R B1 и R B2 однопереходного транзистора соответственно.
На следующем рисунке показана версия PUT генератора однопереходной релаксации. Резистор R заряжает конденсатор до точки пика, затем сильная проводимость перемещает рабочую точку вниз по наклону отрицательного сопротивления к точке впадины. Во время разряда конденсатора через катод протекает всплеск тока, вызывающий всплеск напряжения на катодном резисторе. После разряда конденсатора рабочая точка возвращается к наклону характеристики до пиковой точки.
И повторяется процесс заряда конденсатора до пикового значения, после которого идет быстрый его разряд.
На рисунке ниже показан генератор релаксации PUT с конечными значениями резисторов. Также показано практическое применение PUT, запускающего тиристор. Переменный резистор должен иметь минимальный резистор, включенный последовательно с ним, чтобы предотвратить зависание минимальной настройки потенциометра в точке впадины на характеристике.
Вот эта схема. Посмотрим ее работу в процессе симуляции.
В этой схеме сопротивление R1 является ограничивающим диапазон тока заряда конденсатора C1. В противном случае при минимальном сопротивлении R2 мы получим
неработоспособную схему. И значение R1 также имеет минимальное значение, ниже которого
наш релаксатор при включении питания не будет генерировать колебания.
Нагрузкой PUT у нас служит низкоомный резистор R3. На котором мы наблюдаем короткие импульсы разряда конденсатора C1 через низкое сопротивление анод-катод и R3.
Частото-регулирующим у нас является реостат R2. В принципе частоту можно было бы
регулировать и R4 или R5, но при этом у нас изменяется порог открывания PUT и, соответственно амплитуда пилы на конденсаторе и амплитуда разрядных импульсов на R3,
что нежелательно.
Если вместо частото-задающих резисторов поставить стабилизатор тока, например на полевом транзисторе, то можно получить идеально ровное пилообразное напряжение,
которое затем можно использовать, к примеру в ШИМ устройствах.
При данных номиналах схемы мы получили изменение частоты от 447 герц до 85 герц.
Как я уже говорил от делителя R4 и R5 зависит порог открывания PUT.
Вот в этом и заключается смысл программируемый в названии данного полупроводника.
В последнее время большой хайп по поводу источников питания на микросхеме Texas Instruments TL494.
И я не обращался бы к этой теме, если бы двое моих друзей тоже не попытались повторять эту схему или переделывать компьютерный блок питания на зарядное устройство для аккумулятора.
Погуглив вы обязательно наткнетесь на эту схему. Вот она.
В даташите блок схема выглядит так.
Более детализированная блок схема изображена на следующем рисунке.
Схема изображенная на первом рисунке в принципе работоспособна, но имеет упрощенную схему,
которая приводит к некоторым недостаткам, которые я вам покажу в режиме симуляции.
Ну и у одного из моих друзей стала задача увеличения мощности данного стабилизатора напряжения.
Давайте посмотрим какие недостатки обнаружились в процессе симуляции данной схемы.
Включаем схему и наблюдаем какова амплитуда пульсаций у нас образовалась в результате астатического режима работы данной схемы.
Судя этому недостатку автор попытался уменьшить пульсации увеличением емкости выходного электролитического конденсатора до емкости 4700мкф.
Амплитуда пульсаций получилась порядка 1,4 вольта.
Да, увеличив емкость выходного конденсатора фильтры мы снижаем пульсации до 300 милливольт, но и это большая величина пульсаций.
И при включении этого устройства для быстрого заряда конденсатора понадобиться мощность более киловатта, которой у нас нет при постройке
трехсот-ваттного стабилизатора.
Поэтому оставляем емкость конденсатора равной 470-500 микрофарад.
Из-за чего у нас возникает астатический режим работы ШИМ модулятора?
А возникает он у нас из-за повышенного усиления сигнала ошибки регулировки.
И это происходит как с сигналом регулировки напряжения так и с сигналом ограничения по току.
Что в этом случае можно сделать?
Для снижения усиления сигнала ошибки мы должны охватить эти усилители отрицательной обратной связью.
Для этого включаем резисторы по 22 кОма с выхода этих усилителей на инвертирующие входы.
И схема начинает работать без выпадений пачек импульсов.
Пульсации по истечении некоторого времени, необходимого для завершения процесса затухающих колебаний возникших в результате обратной связи цепи авто-регулирования, падают до величины в 1,8 милливольта.
Ток в шестиомной нагрузке равен 2.45 ампера при напряжении 14.8 вольт.
Тоже самое происходит при ограничении тока. Напряжение на выходе при превышении установленного тока путем уменьшения сопротивления нагрузки уменьшается и происходит стабилизация тока на установленном уровне.
Давайте уменьшим сопротивление нагрузки без ограничения тока и посмотрим распределение мощностей и КПД схемы.
Для начала считаем КПД при текущей нагрузке.
(36:41.4)*100 = 87%
При падении мощности на транзисторе менее двух ватт.
При уменьшении сопротивления нагрузки в два раза ток вырос до 4.9A.
КПД получился:
(71.2:82)*100=87%
На транзисторе стало падать более 6 ватт.
Давайте уменьшим сопротивление в базе до 390 ом.
И падение мощности на транзисторе стало менее 5 ватт.
При уменшении сопротивления в нагрузке еще в два раза до 1,5 ома - ток вырос до 9.6A.
КПД упал до 83%, а на транзисторе упало уже более 16 ватт.
Еще уменьшим сопротивление нагрузки в два раза до 0.75 ома.
И ток нагрузки вырос до 18.6A.
Мощность в нагрузке выростла до 257 ватт.
КПД равен:
(257:433)*100=59%.
И на нагрузке упало 154 ватта тепловой энергии.
Для умощнения стабилизатора и увеличения КПД включим два транзистора дарлингтона параллельно.
При выходном напряжении 14.7 вольт мощность рана 268 ватт.
КПД вырос до более 80%, а на транзисторах упало по 17 ватт на транзистор.
Но есть еще один ньюанс этой схемы.
Обратный диод Шотки указанный в схеме имеет обратное напряжение всего 25 вольт и это настораживает.
Я же установил диод Шотки на 35 ампер 150 вольт.
Давайте попробуем установить вместо него отечественный КД213.
И мы видим увеличение обратного напряжения на транзисторе до 36 вольт.
И уменьшение КПД до 51%.
Так, что в импульсных стабилизаторах обязательно используйте только диоды Шотки в качестве обратного диода.
Видео симуляции и этой заметки:
Вот в этой схеме включения, которую мы модифицировали в прошлом видео я заметил неприятные недостатки даже после модификации.
А конкретнее - это повышенные мощности на ключевых транзисторах в момент включения, всплеск напряжения на выходе превышающий напряжение стабилизации,
и уже совсем невозможный недостаток - это включение стабилизатора без нагрузки.
Давайте я продемонстрирую вам все эти недостатки по порядку.
Включим нашу схему из предыдущего видео как есть.
Если посмотреть видео этой эмуляции по-кадрово, то вы найдете мощности падающие на транзисторе 262 ватта и даже 557 ватт.
Кто-то может сказать, что это же кратковременно! Да, но это наверняка может привести к выходу из строя транзистора.
И это еще при емкости конденсатора выходного фильтра в 470мкф. Если поставить как в исходной схеме 4700мкф, то падение мощности на транзисторе вырастает до более 900 ватт и ток на одном транзисторе более 26 ампер.
А это уже мощность потребления от источника питания более двух киловатт!
А теперь посмотрим на всплеск напряжения на выходе - при емкости конденсатора 470мкф он равен 16.8 вольт, а при 4700мкф 18.5 вольт.
Ну и наконец давайте включим нашу схему без нагрузки.
Мощность на транзисторах нисколько не уменьшилась, но зато на выходе стабилизатора мы получили 25.9 вольта!
Однако разработчик микросхемы предусмотрел все эти нюансы и для их устранения вывел на четвертую ногу управление скважностью выходного сигнала.
во первых при применении этой микросхемы в инверторах, чтобы не допустить сквозных токов через транзисторы выходного каскада на четвертой ножке необходимо установить такое напряжение при котором один транзистор
закрывается, а второй открывается только спустя некоторое время. Это предотвратит ситуацию при которой одновременно могут быть открыты оба транзистора выходного каскада.
Одновременное открытие обоих транзисторов выходного каскада вызывает так называемый сквозной ток.
В нашей же схеме не может быть сквозного тока, но при включении по исходной упрощенной схеме, когда 4я ножка на земле - скважность выходных импульсов стремиться к максимуму.
Что это значит? А значит это, что в начальный момент до выхода схемы на стабилизацию напряжения выходной транзистор( в нашем случае два транзистора включенных параллельно)почти все время открыт и только кратковременно закрывается. Это и приводит к описанным выше недостаткам этой упрощенной схемы.
А всего то и нужно только три дополнительных компонента добавить в схему.
Два из них резисторы и один электролитический конденсатор.
На модифицированной схеме они изображены красным цветом.
Что же изменяет эта цепочка?
В первоначальный момент электролитический конденсатор разряжен и при включении схемы он начинает заряжаться через R18.
Внутреннее сопротивление разряженного конденсатора стремиться к нулю.
По этому напряжение на R18 чуть меньше опорного напряжения 5 вольт.
Это приводит к тому, что выходной транзистор будет закрыт до того времени, пока напряжение на управляющем входе не упадет до определенной величины.
Далее длительность выходных импульсов будет плавно наростать по мере заряда конденсатора.
Этим мы добьемся, что заряд электролитического конденсатора выходного фильтра в момент наименьшего сопротивления будет заряжаться плавно небольшой мощностью.
Мало того всплеск напряжения на выходе упадет до 0.5 вольта.
И наконец при включении стабилизатора без нагрузки он у нас будет работать без превышения напряжения стабилизации, но с повышенными пульсациями выходного напряжения.
Давайте же убедимся в этом.
Для начала включаем схему без нагрузки.
Да, простите. Я забыл сообщить вам еще об оной модификации. Производитель рекомендует в цепи отрицательной обратной связи усилителей ошибки ставить сопротивление 51ком.
Таким образом усиление операционного усилителя ошибки становиться равным 101.
Мы можем видеть, что напряжение на выходе изменяется нелинейно и заряд происходит на малой мощности не перегружая транзисторы.
Так же на выходе отсутствует всплеск выходного напряжения.
максимальное напряжение на выходе мы получаем 14.9 вольта при напряжении стабилизации 14.6-14.7 вольт.
Полный заряд конденсатора C4 происходит за 170 миллисекунд.
После этого времени напряжение на управляющем входе равно 455 милливольт и на работу схемы влияет только ограничением максимальной длительности выходного импульса.
А стабилизация напряжения и тока происходит обычным способом.
Увеличивая напряжение на управляющем входе можно ограничить максимальную мощность стабилизатора защитив его, таким образом , от перегрузки.
Есть еще один вход на этой микросхеме, который в этой схеме находится на земле.
Это 13 вывод. Он управляет способом вывода импульсов на выход.
Если он находится на земле, то выходные транзисторы микросхемы работают синфазно и их можно включить параллельно для увеличения выходной мощности микросхемы.
Если же этот вход подключить на опорное напряжение 5 вольт, то выходы начинают работать противофазно.
Это свойство используют для управления выходными транзисторами инвертора.
Но и в нашей схеме можно включить базы выходных транзисторов в противофазном режиме.
Тогда транзисторы будут открываться поочередно.
Я испытал этот вариант, но получил отрицательный результат.
А именно - за счет поочередного включения транзисторов падение напряжения коллектор-эмиттер на обоих транзисторах увеличивается и соответственно рассеиваемая мощность на транзисторе.
КПД в этом случае падает.
Так, что параллельное включение транзисторов педпочтительнее.
Теперь проверяем работу нашей схемы под нагрузкой.
Как и в случае без нагрузки происходит плавный заряд конденсатора выходного фильтро, но уже до напряжения 14.6 вольта.
И в этом случае у нас уменьшены экстремальные мощности на транзисторах.
Максимальная пиковая мощность составила 397 ватт.
И она была кратковременна.
При отдаваемой в нагрузку мощности 298 ватт потребляемая от источника мощность равна 368 ватт и ток на выходе равен 21.5 ампер.
КПД равен 80%.
И так окончательный вывод - все гениальное просто.
Но не все простое гениально.
Поэтому я не советую вам упрощать там где люди продумали свои решения до мелочей.
